一种高载波数高调制水平ofdm采样频偏盲估计方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及通信技术领域，更具体地，涉及一种高载波数高调制水平0FDM系统的 米样频率同步方法。
【背景技术】
[0002] 随着互联网的迅猛发展，为了满足人们日益增长的带宽需求，更高速的接入技术 被提上日程。下一代数字用户线（NG-DSL，NextGenerationDigitalSubscriberLine) 技术是未来最重要的高速有线接入技术，可以达到超过lGbps接入速率，将大幅度地提升 网络速度。
[0003] NG-DSL系统是一种基带0FDM系统，其调制方式具有高子载波数与高QAM调制的特 点。这两个特点使得NG-DSL系统有着很高的带宽和传输速率，但同时也使得NG-DSL系统 对于信号同步的要求十分苛刻。在有线0FDM信号之中，影响系统的同步性能的主要是采样 频率同步，NG-DSL这种高载波、高速率的0FDM系统中采样频偏的影响十分严重，系统的高 速传输需要精准地估计采样频偏并进行补偿。
【发明内容】
[0004] 为了克服现有技术存在的不足，本发明提出了一种高估计精度、估计速度的高载 波数高调制水平0FDM采样频偏盲估计方法。
[0005] 为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：
[0006] -种高载波数高调制水平0FDM采样频偏盲估计方法，具体步骤如下：
[0007] a)取接收端IFFT解调后的第m、m+1、m+2三个0FDM符号去估计归一化采样频偏 Af，对于这三个用于估计的0FDM符号，先根据分段策略确定每个符号总的拟合段数M和每 段的样值点数L;
[0008] b)对于第m个0FDM符号的第1段样值数据，由于段内数据因采样频偏造成的实际 相位偏移量不会使样值星座点超出正确的星座点判决区间，所以通过星座图判决可以 得到其实际相位偏差量，对40:1数据进行中值滤波后采用最小二乘算法拟合出理论相位 偏差直线Acp!，然后根据理论相位偏差直线Aq%得出第1段样值数据的频偏估计值A
[0009] c)对于第m个OFDM符号的第2段样值数据，先用第1段的频偏估计值Afl得到 段末样值的理论相位偏移量=LSmM!，然后用这个量对第2段的数据相位的进行修正， 即02 -仇，修正后通过星座判决来得到第2段数据的实际相位02'，再与接收时初始相位 进行作差获得第2段数据的实际相位偏移量A02,然后将前2段数据的实际相位偏差量 ▲趴、^合在一起，中值滤波然后采用最小二乘法线性拟合得出前2L长度样值数据的理 论相位偏差直线2,最后根据理论相位偏差直线得到前2段的估计值Af2;
[0010] d)对于第m个OFDM符号的第3、4、…、M段，仍然采用类似c)步骤的方式。先用 前一段估计出的AfM1去得到段末样值的理论相位偏移量cP(m-〇l= (M-l.)LSinMM-i，然 后对第M段数据的相位修正之后通过星座判决再得到其实际的相位偏移量A0M，与前面的 实际相位偏移量△軋、…、△0M-1合一起，中值滤波然后采用最小二乘法线性拟合 得出前面M*L长度样值数据的理论相位偏移直线AcpM，再根据理论相位偏差直线A<Pm得到 前M段数据的采样频偏估计值AfM，取AfM作为第m个OFDM符号的最终采样频偏估计值 AfA；
[0011]e)对于第m+1、m+2个OFDM符号，仍然采用b)~d)步骤得到其采样频 偏估计值AfB、Afe，最终将这3个符号的估计值的均值作为采样频偏估计值，即 A'f = (AfA + AfB + Afr)/3,
[0012] 进一步的，在上述方法中，所述步骤a)中第m、m+l、m+2这三个OFDM符号的选取是 一个经验值，一般选取接收端解调信号的前10个符号内相对靠后的3个符号，在本发明中 选择第6、7、8个0FDM符号，即m= 6。
[0013] 确定用于估计采样频偏的3个符号之后，通过查询分段策略来得到这3个OFDM符 号每个符号的分段数M和段长L，其中分段策略是根据实际系统环境仿真得出的经验值，具 体确定过程如下：
[0014] 1)首先通过观测确定系统的最大可能采样频偏Af。，本发明提出的估计算法要求 系统的采样偏移不超过20ppm，而且系统信噪比在30dB以上。
[0015] 2)接着进行大量数据仿真，确定采样频偏为Af。时各符号ICI(InterCarrier Interference)所引起的相位噪声A0的大小，仿真过程发送端的OFDM符号全部采用导频 数据，A0通过下式计算：
[0016]
[0017] ⑴式中A0'= ，觸…，觸^^^为各个子载波的接收信号相对于发送时 的实际相位偏差，设发送时的0FDM符号数据为{P^，P^，…，P^}，接收端解调后得到的 0FDM符号数据为{R^，&2,…，U，则A0'通过下式计算获得：
[0018]
[0019] 其中angle()为取相角函数，m为当前的0FDM符号数，N为每个0FDM符号的载波 数，k表示第k个子载波；
[0020] (1)式中…，是各个子载波信号的理论相位偏移量，通过 如下公式求得：
[0021]
[0022] 其中m表示第m个0FDM符号，N为每个0FDM符号的载波数，k表示第k个子载波， Af表示当前的归一化采样频偏，此处将Af。代入上式计算当前情况下的各个子载波信号 的理论相位偏移量。
[0023] 3)得到各子载波的相位噪声A0后，设当前QAM调制水平下星座图的最大允许相 移角为a，a是根据实际QAM调制水平的星座图中的星座点的几何关系确定的定值，观察 接收端解调的各载波数据的△ 9/a比值的图像，当前面样值数据中A0 >0.5a的样值比 例达到5%时，取此时的样值点数作为总拟合样值点数Lm。
[0024] 4)通过式子
[0025] LSnAf0= 〇. 5a(4)
[0026] 得到每个符号的段长L，其中S"是由OFDM当前符号确定的常量，其定义如下：
[0027]
[0028] 其中m表示第m个0FDM符号，同时由N为每个0FDM符号的载波数，Af?表示当前 的归一化采样频偏，然后根据式子：
[0029] LM=M*L(6)
[0030] 得到每个符号的段数M，新的盲估计算法仅仅需要前10个符号就可以完成估计， 一般算出前10个符号的段长L和段数M即可。
[0031] 所述步骤c)、d)中的Sm是由0FDM当前符号确定的常量，S卩（5)式中的Sm，通过 (5)式计算求得。
[0032] 所述的步骤b)、c)、d)中通过星座图判决得到接收端解调信号的实际相位偏差 量A0,具体为：首先直接获得接收解调信号的相位01，接着对接收的解调信号或修正后的 信号进行星座图判决得到判决后的对应星座点的相位02,则信号发生的实际相位偏移量为 鋪=01 -0:2b-
[0033] 所述的步骤b)、c)、d)中的中值滤波的滤波区间长度n设置为n= 4。
[0034] 所述步骤b)、c)、d)中根据理论相位偏差量A(Pl、A(p2、…、A(pM去得到采样频 偏，具体如下：得到前M段样值数据的理论相位偏差偏移直线AcPm之后，根据公式（3)去计 算当前采样频偏值AfM。
[0035] 与现有的技术相比，本发明有益的效果为：
[0036] 1、本发明采用盲估计的方式，直接通过接收解调信号的相位信息对采样频偏估 计，提升了系统的频谱利用率；2、为了适用于NG-DSL这类高QAM调制水平的通信系统，本发 明通过分段循环迭代的方式对采样频偏进行估计，延长了每个0FDM符号可用于估计的样 值点数，进而提升了估计精度；3、本发明只需要第6、7、8符号便可以实现高精度估计，估计 速度较快；本发明为了提高估计的稳定性和精度，在对每个0FDM符合的每段信号数据进行 线性拟合估计之前都加入了中值滤波过程。
【附图说明】
[0037] 图1是16QAM最大允许相位旋转角示意图。
[0038] 图2是10ppm情况下ICI的相位抖动影响大小。
[0039] 图3是分段线性拟合盲估计方