一种终端及其时域内插控制方法和装置的制造方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及长期演进(Long Term Evolut1n, LTE)系统领域,尤其涉及一种终端及其时域内插(Time Interleaved, TI)控制方法和装置。
【背景技术】
[0002]在时分长期演进(TD-LTE)系统中，在进行信道估计时通常采用线性内插方法实施时域内插。图1为现有的线性时域内插方法的示意图，如图1所示，横轴为时域，纵轴为频率，一个小方格表示一个资源粒子(Resource element, RE);其中，黑色小方格表示一个参考信号(Reference Signal, RS);带叉的小方格表示被插值的RE ;线性时域内插方法采用跨子帧的内插与线性估计，与该子帧及其前后子帧的状态有关，具体可参考《LTE 211物理层协议》。在性能测试中，当控制信道单元(Control Channel Elements, CCE)为8CCE时，运用现有线性时域内插方法进行信道估计所得到的信道检测性能较差，特别是在极低信噪比下，物理下行链路控制信道(PDCCH)和物理下行链路共享信道(PDSCH)信道的性能较差。
【发明内容】
[0003]为解决现有存在的技术问题，本发明实施例期望提供一种终端及其时域内插控制方法和装置，能更好地消除多普勒效应对终端接收信号的影响，提高下行信道性能。
[0004]本发明实施例的技术方案是这样实现的:
[0005]本发明实施例提供一种终端时域内插控制方法，该方法包括:
[0006]获取采样天线的RS值；根据采样天线的RS值估算多普勒频偏；
[0007]获取下行信道的SNR ；
[0008]根据估算出的多普勒频偏和获得的SNR，确定TI策略；
[0009]执行确定的TI策略。
[0010]上述方案中，所述获取采样天线的RS值包括:
[0011]选择信号强的天线作为采样天线；和/或
[0012]定期使用64点取值法获取采样天线的至少64组RS值。
[0013]上述方案中，所述根据采样天线的RS值估算多普勒频偏包括:
[0014]对每组RS的64点数据分别进行64点FFT运算，得到至少64组FFT结果，将所述至少64组FFT结果求绝对值之后求累加，得到多普勒功率谱分布；
[0015]根据U形谱的对称性，将所述多普勒功率谱对折平均，得到单边多普勒功率谱分布，对所述单边多普勒功率谱进行边缘检测，得到最大多普勒频偏估计粗值，再折算得到多普勒频偏估值。
[0016]上述方案中，所述方法还包括:
[0017]对所述多普勒频偏估值进行IIR滤波。
[0018]上述方案中，所述TI策略包括:
[0019]0.5平均方法；和/或
[0020]0.25平均方法；和/或
[0021]线性内插方法。
[0022]上述方案中，所述根据估算出的多普勒频偏和获得的SNR确定TI策略包括:
[0023]计算CNR = 5*logl0 (SNR)；
[0024]当多普勒频偏小于或等于第一预设值时，根据CNR从小到大的取值范围，依次采用0.25平均方法、0.5平均方法、线性内插方法；
[0025]当多普勒频偏大于第一预设值且小于或等于第二预设值时，根据CNR从小到大的取值范围，依次采用0.5平均方法、线性内插方法；
[0026]当多普勒频偏大于第二预设值时，不论CNR值为多少，均采用线性内插方法。
[0027]本发明实施例还提供一种终端时域内插控制装置，该装置包括:频偏估算模块、信噪比获取模块、TI策略模块以及TI执行模块；其中，
[0028]频偏估算模块，用于获取采样天线的RS值；根据采样天线的RS值，估算多普勒频偏；
[0029]信噪比获取模块，用于获取下行信道的SNR ；
[0030]TI策略模块，用于根据估算出的多普勒频偏和获得的SNR，确定TI策略；
[0031]TI执行模块，用于执行确定的TI策略。
[0032]上述方案中，所述频偏估算模块包括:
[0033]多普勒功率谱分布单元，用于对每组RS的64点数据分别进行64点快速傅里叶变换FFT运算，得到至少64组FFT结果，将所述至少64组FFT结果求绝对值之后求累加，得到多普勒功率谱分布；
[0034]多普勒频偏估值单元，用于根据U形谱的对称性，将所述多普勒功率谱对折平均，得到单边多普勒功率谱分布，对所述单边多普勒功率谱进行边缘检测，得到最大多普勒频偏估计粗值，再折算得到多普勒频偏估值。
[0035]上述方案中，所述频偏估算模块还包括:
[0036]IIR滤波单元，用于对所述多普勒频偏估值进行IIR滤波。
[0037]本发明实施例还提供一种终端，该终端中包含有上述任意一种时域内插控制装置。
[0038]使用本发明实施例提供的终端及其时域内插控制方法和装置，可根据多普勒频偏和信噪比及时调整时域内插的粒度，更灵活地控制终端的时域内插方案，更好地消除多普勒效应对终端接收信号的影响，提高下行信道性能，特别是能在极低信噪比下，改善roccH和roscH信道的性能。
【附图说明】
[0039]图1为现有线性时域内插方法的示意图；
[0040]图2为本发明实施例提供的0.5平均方法和0.25平均方法的示意图；
[0041]图3为本发明实施例终端时域内插控制方法的实现流程示意图；
[0042]图4为本发明实施例提供的64点值取法的示意图
[0043]图5为本发明实施例终端时域内插控制装置的组成结构示意图。
【具体实施方式】
[0044]为了更清楚地说明本发明实施例和技术方案，下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0045]为解决现有存在的技术问题，本发明实施例提供两种新的信道估计时域内插的插值方法:0.5平均方法和0.25平均方法，其中，0.5平均方法是指:当前子帧的信道估计利用本子帧参考信号(RS)做平均的方法，割断子帧间内插，简述为TI = 0.5 ;0.25平均方法是指:当前子帧的信道估计利用本子帧的RS和上一子帧的RS做平均，形成TI系数为
0.25 (在vshift = O或vshift = 3上有四个RS做平均)的方案，该方法需要打开跨子帧内插，简述为TI = 0.25。图2为0.5平均方法和0.25平均方法的示意图，如图2所示，0.5平均方法采取子帧内平均，即强制系数为0.5 ；0.25平均方法采用两个子帧的4个RS (CellRS参考信号)或3个RS (特殊子帧)的平均，即强制系数为0.25，具体实现时，对第一个下行子帧仍采用强制系数0.5，其后面的连续下行子帧或特殊子帧采用强制系数0.25。经过实践发现:
[0046](I)加性高斯白噪声(AWGN)信道下，0.25平均方法优于线性插值方法；
[0047](2)扩展城市典型模型(ETU)70信道下，在低信噪比下0.25平均方法优于线性插值方法，高信噪比下差于线性插值方法；
[0048](3)ETU 300信道下，0.25平均方法远差于线性插值方法。
[0049]因此，终端在接收信号而进行信道估计时，应根据下行信道的移动快慢即检测出最大多普勒频偏，在不同的时域内插方法中选择最适合的，即进行TI策略选择。
[0050]图3为本发明实施例终端时域内插控制方法的实现流程示意图，如图3所示，该方法包括:
[0051 ] 步骤301，获取采样天线的RS值；
[0052]具体的，当终端拥有两个以上天线时，选择其中信号强的天线作为采样天线，以此来提高多普勒频偏的估算准确度；定期使用64点取值法获取采样天线的至少64组RS值。
[0053]在一个实施例中，终端每60ms进行一次TI策略更新，在前30ms使用64点取值法获取采样天线的至少64组RS值；
[0054]具体的，终端读取采样天线的导频，相同子载波上的导频为一组，如1M带宽，就有100组，时间上取30ms，每组对应64个值，以上下行配置I为例，64点值取法如图4所示，每组上行子帧和特殊子帧两个导频需要置零。
[0055]步骤302，根据采样天线的RS值估算多普勒频偏；
[0056]具体的，对每组RS的64点数据分别进行64点快速傅里叶变换(FFT)运算，得到至少64组FFT结果；将所述至少64组FFT结果求绝对值之后求累加，得到多普勒功率谱分布，以数组yl存储，记为yl[0:63];根据U形谱的对称性，将所述多普勒功率谱对折平均，得到单边多普勒功率谱分布，以数组y存储，记为y [0:31];其中:
[0057]y [O] = yl[0]*2 ；
[0058]y[1:31] = yl [1: 1:31] +yl[63:-1:33]，即:
[0059]y[l] = yl [l]+yl [63]；
[0060]y[2] = yl [2]+yl [62]；
[0061]...
[0062]y[31] = yl [31]+yl [33]；
[0063]对所述单边多普勒功率谱进行边缘检测，得到最大多普勒频偏估计粗值，即谱宽，记为ind ;其中，检测方法为:
[0064]threshold = 0.5* (max (y) +min (y (1:31)))；
[0065]ind = find (y (1: end-1) > = threshold, I, ’ last，)；
[0066]根据求得的谱宽折算多普勒频偏估值，将多普勒频偏估值记为Fd，则根据谱宽折算多普勒频偏估值的方法为:
[0067]Fd = 1/0.5ms*ind/64。
[0068]为了进一步提高多普勒频偏估值的准确性，可对所述多普勒频偏估值进行数字(IIR)滤波；其中，IIR滤波公式为:
[0069]F? = P.Fd (η)+ (1-P).Fd (η_1)，其中，Fd为最大频偏估计值，P为滤波因子(