3电平I型逆变器及半导体模块的制作方法

本发明涉及3电平i型逆变器，特别是涉及抑制了温度上升的3电平逆变器。

背景技术：

就当前的3电平i型逆变器而言，例如在专利文献1中公开了下述技术，即，由反向导通igbt(rc－igbt：reverseconductinginsulatedgatebipolartransistor)构成开关器件和与开关器件进行反向并联连接的二极管。

rc－igbt将igbt和作为续流二极管起作用的二极管集中于1个芯片，与将igbt和续流二极管分别设为单独的芯片的情况相比，存在能够缩小半导体装置的芯片占有面积这样的优点，当前着眼于该优点，使用rc－igbt。

专利文献1：日本特开2003－70262号公报

存在rc－igbt的通断特性比单体的igbt的通断特性差这样的问题，在半导体装置的大小存在富余的情况等减小芯片占有面积的必要性小的情况下，使用rc－igbt的优点小，在成本与效果的关系下，也会选择不积极地使用rc－igbt。在这里，igbt和二极管被集中于1个芯片的rc－igbt与单体的igbt相比，整个芯片的面积变大，与其相伴，散热面积也变大，因此还存在下述优点，即，与单体的igbt相比容易对在igbt区域产生的热量进行散热，冷却效果高。

但是，就rc－igbt的利用并未得到促进的现状而言，存在下述问题，即，没有充分利用上述rc－igbt的优点。

技术实现要素：

本发明就是为了解决上述的问题而提出的，其目的在于提供抑制了芯片温度的上升的3电平i型逆变器。

本发明涉及的3电平i型逆变器具有：第1、第2、第3及第4开关器件，它们在被赋予第1电位的第1主电源节点与被赋予比所述第1电位低的第2电位的第2主电源节点之间，从所述第1电位侧起依次串联连接；第1、第2、第3及第4二极管，它们分别与所述第1～第4开关器件反向并联连接；以及第5及第6二极管，它们在所述第1及第2开关器件的连接节点和所述第3及第4开关器件的连接节点之间，以相对于所述第2及第3开关器件的串联连接反向并联的方式串联连接，所述第5及第6二极管的连接节点与输入节点连接，该输入节点被赋予所述第1电位与所述第2电位的中间电位，所述第2及第3开关器件的连接节点与输出节点连接，所述第2开关器件及所述第2二极管由包含于第1反向导通igbt的igbt及二极管构成，所述第3开关器件及所述第3二极管由包含于第2反向导通igbt的igbt及二极管构成。

发明的效果

根据本发明涉及的3电平i型逆变器，通过由包含于第1反向导通igbt的igbt及二极管构成第2开关器件及第2二极管，由包含于第2反向导通igbt的igbt及二极管构成第3开关器件及第3二极管，从而能够扩大由稳态损耗产生的热量的散热面积，能够抑制芯片温度的上升。

附图说明

图1是表示本发明涉及的实施方式1的3电平i型逆变器的半桥电路的电路图。

图2是表示半导体模块的平面布局的图，该半导体模块收容有本发明涉及的实施方式1的3电平i型逆变器的半桥电路。

图3是半导体模块的剖视图，该半导体模块收容有本发明涉及的实施方式1的3电平i型逆变器的半桥电路。

图4是与本发明涉及的实施方式1的3电平i型逆变器的半桥电路的平面布局对应地标注了标记的电路图。

图5是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图6是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图7是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图8是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图9是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图10是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图11是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图12是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图。

图13是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的时序图。

图14是表示续流电流流过二极管的情况下的电流路径的图。

图15是表示续流电流流过二极管的情况下的电流路径的图。

图16是应用了本发明后的2相的3电平i型逆变器的电路图。

图17是应用了本发明后的3相的3电平i型逆变器的电路图。

图18是表示本发明涉及的实施方式2的3电平i型逆变器的半桥电路的电路图。

标号的说明

t1、q1、q2、t2晶体管，d1～d6二极管，in输入节点，out输出节点。

具体实施方式

＜实施方式1＞

＜装置结构＞

图1是表示本发明涉及的实施方式1的3电平i型逆变器的半桥电路90的电路图。

如图1所示，3电平i型逆变器的半桥电路90通过串联连接的电源pw1及pw2供给电力，在与电源pw1的正极连接的高电位(第1电位)的主电源节点p(第1主电源节点)和与电源pw2的负极连接的低电位(第2电位)的主电源节点n(第2主电源节点)之间，从高电位侧起依次串联连接有晶体管t1、q1、q2及t4(第1、第2、第3、第4开关器件)。

晶体管t1及t4为igbt(insulatedgatebipolartransistor)，晶体管q1及q2为反向导通igbt(rc－igbt)。

晶体管t1的集电极与主电源节点p连接，发射极与晶体管q1(第1反向导通igbt)的集电极连接，晶体管q1的发射极与晶体管q2(第2反向导通igbt)的集电极连接，晶体管q2的发射极与晶体管t4的集电极连接，晶体管t4的发射极与主电源节点n连接。

在晶体管t1与晶体管q1的连接节点m1和晶体管q2与晶体管t4的连接节点m2之间，相对于晶体管q1及q2的串联连接而反向并联地连接有二极管d5及d6(第5及第6二极管)。此外，二极管d5及d6作为钳位二极管起作用。

二极管d5及d6的连接节点与输入节点in连接，该输入节点in为电源pw1与电源pw2的连接节点且被赋予高电位与低电位之间的中间电位。另外，晶体管q1与晶体管q2的连接节点m3连接于半桥电路90的输出节点out。

二极管d1及d4(第1及第4二极管)分别与晶体管t1及t4反向并联连接，上述二极管d1及d4作为外接二极管与晶体管t1及t4连接。

另一方面，晶体管q1及q2分别具有作为igbt的晶体管t2及t3，二极管d2及d3(第2及第3二极管)分别与晶体管t2及t3反向并联连接，但上述二极管d2及d3是分别与晶体管t2及t3形成于同一芯片内的内置二极管。这样，rc－igbt为在1个芯片内具有igbt和二极管的功能的器件。

发射极端子et与晶体管t1至t4各自的发射极连接，能够对发射极电流进行监视。

图2是表示将图1所示的3电平i型逆变器的半桥电路90收容于1个封装件内的半导体模块的平面布局的图，示出了将封装件等去除后的状态。另外，图3示出图2中的a－b线处的矢向剖视图。另外，图4是与图2所示的半桥电路90的平面布局对应地标注了标记的电路图。

如图2及图3所示，半桥电路90配置于在金属板等基座板sb之上设置的绝缘基板zb1及zb2之上。更具体而言，在矩形形状的基座板sb的俯视时靠左边的位置处，在纵向较长的绝缘基板zb2之上，彼此分离地设置矩形的导体图案cp11及cp12，在导体图案cp11及cp12之上分别配置有二极管d5及d6。

在基座板sb的大致中央部设置有矩形的绝缘基板zb1，在绝缘基板zb1的俯视时靠左的区域，以在俯视时纵向排列的方式设置有矩形的导体图案cp1及cp2。另外，在俯视时中，在导体图案cp1的右侧相邻处设置有矩形的导体图案cp3，在俯视时，在导体图案cp2的右侧相邻处设置有矩形的导体图案cp4。此外，导体图案cp1～cp4彼此分离地设置。

在导体图案cp1的俯视时靠左的区域配置有二极管d1，在二极管d1的右侧附近配置有晶体管t1。在导体图案cp2的俯视时靠上的区域配置有二极管d4，在二极管d4的下侧附近配置有晶体管t4。

就二极管d1、d4、d5及d6而言，在表面设置有阳极，在背面设置有阴极，就晶体管t1及t4而言，在表面设置有发射极，在背面设置有漏极。另外，就晶体管q1及q2而言，在表面设置有晶体管t2及t3的发射极，在背面设置有漏极。另外，在晶体管q1及q2的表面设置有二极管d2及d3的阳极，在背面设置有阴极。

在导体图案cp3配置有晶体管q1，在导体图案cp4配置有晶体管q2。

另外，在俯视时，在导体图案cp12的靠上的区域设置有焊盘(称为焊盘in)，该焊盘与输入节点in电连接，该焊盘in还作为与二极管d5的阳极进行导线键合的键合焊盘起作用。

在导体图案cp1的左侧相邻处设置有与导体图案cp1分开、电分离的键合焊盘pd1，导体图案cp11经由键合焊盘pd1通过导线键合与二极管d1的阳极电连接。另外，二极管d1的阳极通过导线键合与晶体管t1的发射极电连接。

在俯视时，在导体图案cp1的靠下的区域设置有焊盘(称为焊盘p)，该焊盘朝向导体图案cp2侧凸出，与主电源节点p电连接。另外，导体图案cp1通过导线键合与导体图案cp3电连接。

在导体图案cp2的上侧相邻处设置有焊盘(称为焊盘n)，该焊盘与导体图案cp2分开、电分离，与主电源节点n电连接。焊盘n的一部分朝向导体图案cp2侧凸出，该部分与主电源节点n电连接，并且还作为与二极管d4的阳极进行导线键合的键合焊盘起作用。另外，二极管d4的阳极通过导线键合与晶体管t4的发射极电连接。

导体图案cp2通过导线键合与二极管d6的阳极电连接，并且通过导线键合与晶体管q2的晶体管t3的发射极及二极管d3的阳极电连接。

在俯视时，在导体图案cp3的靠下的区域形成朝向导体图案cp4侧凸出的凸出部，晶体管q1的晶体管t2的发射极及二极管d2的阳极通过导线键合与凸出部电连接，并且通过导线键合与导体图案cp4电连接。

在俯视时，在导体图案cp4的靠上的区域设置有焊盘(称为焊盘out)，该焊盘朝向导体图案cp3侧凸出，与输出节点out电连接。

这样，在将3电平i型逆变器的半桥电路90收容于1个封装件内的半导体模块的平面布局中，晶体管及二极管被配置成使得焊盘in、焊盘n、焊盘p及焊盘out在封装件的中央大致排成一列。由此，在使用多个包含1个半桥电路90的半导体模块构成2相的3电平i型逆变器及3相的3电平i型逆变器时，容易通过外部接线将各主电源节点、输入节点及输出节点进行连接。

此外，焊盘in、焊盘out、焊盘n及焊盘p分别经由未图示的内部配线，与在省略了图示的树脂壳体的表面露出的输入端子、输出端子、主电源端子电连接。另外，在晶体管t1及t4的表面、晶体管q1的晶体管t2及晶体管q2的晶体管t3的表面均设置有栅极焊盘gt。各栅极焊盘gt设置于与焊盘in、焊盘out、焊盘n及焊盘p的设置侧相反侧、即封装件的外缘侧，通过导线键合与在封装件的侧面部设置的未图示的端子板连接。

另外，在图2中省略了图示，但图1所示的各晶体管的发射极端子et设置于二极管d1及d4的阳极、晶体管q1及q2各自的二极管d2及d3的阳极，与栅极焊盘gt同样地，通过导线键合与在封装件的侧面部设置的未图示的端子板连接。

另外，作为rc－igbt的晶体管q1和q2以彼此成为旋转了90°的位置关系的方式配置。这是因为，rc－igbt具有igbt和二极管交替排列的构造，在进行导线键合时，沿发射极及阴极的延伸方向设置键合位置不会使键合导线交叉，容易进行导线键合，且能够抑制导体图案cp3及cp4的面积增加。

另外，通过将晶体管t4及二极管d4以在俯视时纵向排列的方式配置，从而与将晶体管t4及二极管d4以在俯视时横向排列的情况相比，能够缩短导体图案cp12的长度，还能够缩短绝缘基板zb2的长度。

＜动作＞

在这里，就作为rc－igbt的晶体管q1及q2而言，由于将igbt和二极管形成于1个芯片，因此与将igbt及二极管设为单独的芯片的情况相比，能够减小总面积。即，rc－igbt与单体的igbt相比，扩大了俯视时的芯片面积，但与单体的igbt和单体的二极管的芯片面积的总和相比，芯片面积减小。因此，通过将晶体管q1及q2设为rc－igbt，从而能够缩小整个半导体模块的面积。

这样，通过将晶体管q1及q2设为rc－igbt，从而能够缩小整个半导体模块的面积，但为了想到将rc－igbt用于晶体管q1及q2这样的技术思想，需要对以下说明的3电平i型逆变器的动作进行研究。

即，已知有rc－igbt与单体的igbt相比通断损耗大这样的倾向。因此，如专利文献1所公开的那样，存在下述问题，即，如果将rc－igbt用于构成3电平i型逆变器的所有的晶体管，则即使芯片占有面积能够变小，通断损耗也会变大。

在这里，采用2相的3电平i型逆变器为例，对3电平i型逆变器的动作进行说明。

图5～图8是对2相的3电平i型逆变器的动作进行说明的电路图，均示出相同的电路结构。首先，使用图5对电路结构进行说明。

如图5所示，2相的3电平i型逆变器具有通过串联连接的电源pw1及pw2供给电力的半桥电路91及92。此外，电源pw1是以输入节点in为基准的vcc/2的电源，电源pw2是以主电源节点n为基准的vcc/2的电源。

就半桥电路91而言，在高电位的主电源节点p与低电位的主电源节点n之间，从高电位侧起依次串联连接有晶体管t1、t2、t3及t4。

晶体管t1～t4为igbt，晶体管t1的集电极与主电源节点p连接，发射极与晶体管t2的集电极连接，晶体管t2的发射极与晶体管t3的集电极连接，晶体管t3的发射极与晶体管t4的集电极连接，晶体管t4的发射极与主电源节点n连接。

在晶体管t1与晶体管t2的连接节点m1和晶体管t3与晶体管t4的连接节点m2之间，相对于晶体管t2及t3的串联连接而反向并联连接有二极管d5及d6。此外，二极管d5及d6作为钳位二极管起作用。

二极管d5及d6的连接节点与输入节点in连接，该输入节点in为电源pw1与电源pw2的连接节点。另外，晶体管t2与晶体管t3的连接节点m3连接于半桥电路91的输出节点out。

二极管d1～d4分别与晶体管t1～t4反向并联连接。

另外，就半桥电路92而言，在主电源节点p与主电源节点n之间，从高电位侧起依次串联连接有晶体管t5、t6、t7及t8。

晶体管t5～t8为igbt，晶体管t5的集电极与主电源节点p连接，发射极与晶体管t6的集电极连接，晶体管t6的发射极与晶体管t7的集电极连接，晶体管t7的发射极与晶体管t8的集电极连接，晶体管t8的发射极与主电源节点n连接。

在晶体管t5与晶体管t6的连接节点m4和晶体管t7与晶体管t8的连接节点m5之间，相对于晶体管t6及t7的串联连接而反向并联连接有二极管d7及d8。此外，二极管d7及d8作为钳位二极管起作用。

二极管d7及d8的连接节点与输入节点in连接，该输入节点in为电源pw1与电源pw2的连接节点。另外，晶体管t6与晶体管t7的连接节点m6连接于半桥电路92的输出节点out1。

二极管d9～d12分别与晶体管t5～t8反向并联连接。

另外，在半桥电路91的输出节点out与半桥电路92的输出节点out1之间连接有感性的负载ld。

使用图5～图12及图13所示的时序图，对上述2相的3电平i型逆变器中的通断动作进行说明。图5～图12示意性地示出各个通断模式md1～md8中的各晶体管的on、off状态，在图13中示出通断模式md1～md8各自中的on、off的时序图和施加到负载ld的电压vout的电压值。

图5所示的通断模式md1为施加到负载ld的电压vout成为0的模式，晶体管t2、t3、t6及t7全部处于on状态，但晶体管t1、t4、t5及t8全部处于off状态，因此电流几乎未流过晶体管t2及t3。此外，图5所示的标注有阴影的线表示与通断模式md1相关的各器件及配线。

图6所示的通断模式md2为施加到负载ld的电压vout成为vcc/2的模式，通过晶体管t8成为on状态，从而电流流过二极管d5、晶体管t2、负载ld、晶体管t7及t8。此外，图6所示的标注有阴影的线表示与通断模式md2相关的各器件及配线。

图7所示的通断模式md3为施加到负载ld的电压vout成为vcc的模式，通过晶体管t1成为on状态，从而电流流过晶体管t1、晶体管t2、负载ld、晶体管t7及t8。此外，图7所示的标注有阴影的线表示与通断模式md3相关的各器件及配线。

图8所示的通断模式md4为施加到负载ld的电压vout成为vcc/2的模式，通过晶体管t8成为off状态，从而电流流过晶体管t1、晶体管t2、负载ld、晶体管t7及二极管d8。此外，图8所示的标注有阴影的线表示与通断模式md4相关的各器件及配线。

图9所示的通断模式md5为施加到负载ld的电压vout成为0的模式，晶体管t2、t3、t6及t7全部处于on状态，但晶体管t1、t4、t5及t8全部处于off状态，因此电流几乎未流过晶体管t2及t3。此外，图9所示的标注有阴影的线表示与通断模式md5相关的各器件及配线。

图10所示的通断模式md6为施加到负载ld的电压vout成为－vcc/2的模式，通过晶体管t5成为on状态，从而电流流过晶体管t5、晶体管t6、负载ld、晶体管t3及二极管d6。此外，图10所示的标注有阴影的线表示与通断模式md6相关的各器件及配线。

图11所示的通断模式md7为施加到负载ld的电压vout成为－vcc的模式，通过晶体管t4成为on状态，从而电流流过晶体管t5、晶体管t6、负载ld、晶体管t3及t4。此外，图11所示的标注有阴影的线表示与通断模式md7相关的各器件及配线。

图12所示的通断模式md8为施加到负载ld的电压vout成为－vcc/2的模式，通过晶体管t5成为off状态，从而电流流过二极管d7、晶体管t6、负载ld、晶体管t3及t4。此外，图12所示的标注有阴影的线表示与通断模式md8相关的各器件及配线。

在这里，晶体管t2设为on的定时是从通断模式md8变化为通断模式md1的情况，但在通断模式md1下施加到负载ld的电压为0v，电流几乎未流过晶体管t2。在开关器件产生的通断损耗是通过同时流动的电流和电压的积分产生的，因此如果在将开关器件、即晶体管t2设为on之后几乎没有流动的电流，则晶体管t2的通断损耗也变小。

同样地，晶体管t3设为on的定时是从通断模式md4变化为通断模式md5的情况，但在通断模式md5下施加到负载ld的电压为0v，电流几乎未流过晶体管t3。在开关器件产生的通断损耗是通过同时流动的电流和电压的积分产生的，因此如果在将开关器件、即晶体管t3设为on之后几乎没有流动的电流，则晶体管t3的通断损耗也变小。

另外，晶体管t2设为off的定时是从通断模式md6变化为通断模式md7的情况，在通断模式md6下施加到负载ld的电压为－vcc/2，但电流几乎未流过晶体管t2。即使从该几乎未流过电流的状态起进行截止这一通断动作，向晶体管t2施加电压，流过晶体管t2的电流也小，因此通过电流和电压的积分产生的晶体管t2的通断损耗小。

同样地，晶体管t3设为off的定时是从通断模式md2变化为通断模式md3的情况，在通断模式md2下施加到负载ld的电压为vcc/2，但电流几乎未流过晶体管t3。即使从该几乎未流过电流的状态起进行截止这一通断动作，向晶体管t3施加电压，流过晶体管t3的电流也小，因此通过电流和电压的积分产生的晶体管t3的通断损耗小。

另一方面，晶体管t1设为on的定时是从通断模式md2变化为通断模式md3的情况，在通断模式md2下施加到负载ld的电压为vcc/2，通过将晶体管t1设为on，从而在晶体管t1开始流动更大的负载电流，因此通过电流和电压的积分产生的晶体管t1的通断损耗大。

同样地，晶体管t4设为on的定时是从通断模式md6变化为通断模式md7的情况，在通断模式md6下施加到负载ld的电压为－vcc/2，通过将晶体管t4设为on，从而在晶体管t4开始流动更大的负载电流，因此通过电流和电压的积分产生的晶体管t4的通断损耗大。

另外，晶体管t1设为off的定时是从通断模式md4变化为通断模式md5的情况，在通断模式md4下施加到负载ld的电压为vcc/2，在将晶体管t1设为off时流动有负载电流，因此通过电流和电压的积分产生的晶体管t1的通断损耗大。

同样地，晶体管t4设为off的定时是从通断模式md8变化为通断模式md1的情况，在通断模式md8下施加到负载ld的电压为－vcc/2，在将晶体管t4设为off时流动有负载电流，因此通过电流和电压的积分产生的晶体管t4的通断损耗大。

这样，将3电平i型逆变器中的晶体管t1及t4设为on或off的情况下的通断损耗，比将晶体管t2及t3设为on或off的情况下的通断损耗大，因此，如果连同晶体管t1及t4也用与单体的igbt相比通断损耗大的rc－igbt置换，则通断损耗会进一步变大。

另一方面，如上所述，着眼于将3电平i型逆变器中的晶体管t2及t3设为on或off的情况下的通断损耗比将晶体管t1及t4设为on或off的情况下的通断损耗小的发明者得到下述结论，即，即使用rc－igbt对晶体管t2及t3进行置换，通断损耗也不会变大，通过用rc－igbt进行置换能够缩小芯片占有面积。

另外，针对二极管d2及d3，稳态损耗占据绝大部分，通断损耗的比例小。即，二极管d2及d3为作为续流二极管起作用的二极管，在从图6所示的通断模式md2的状态成为图5所示的通断模式md1的状态时，续流电流流过二极管d3。在图14中示出了其电流路径。

如图14所示，续流电流经过二极管d4、d3、负载ld、晶体管t7、二极管d8而流入输入节点in。但是，在从对二极管d3通电的状态起成为图5所示的通断模式md1的状态，电流不再流过二极管d3时，将晶体管t3设为on，因此在电流结束在二极管d3流动之后产生的恢复电流未流过二极管d3，而是流过晶体管t3，因此在二极管d3中几乎未发生恢复损耗、即通断损耗。

二极管d2也相同，在从图10所示的通断模式md6的状态起成为图9所示的通断模式md5的状态时，续流电流流过二极管d2。在图15中示出了其电流路径。

如图15所示，续流电流从输入节点in经过二极管d7、晶体管t6、负载ld、二极管d2及d1而流入电源pw1。但是，在从对二极管d2通电的状态起成为图9所示的通断模式md5的状态，电流不再流过二极管d2时，将晶体管t2设为on，因此在电流结束在二极管d2流动之后产生的恢复电流未流过二极管d2，而是流过晶体管t2，因此在二极管d2几乎不产生恢复损耗、即通断损耗。

这样，针对二极管d2及d3，稳态损耗占据绝大部分，通断损耗的比例小，着眼于这一点的发明者得到下述结论，即，即使用rc－igbt对二极管d2及d3进行置换，通断损耗也不会变大，通过用rc－igbt进行置换能够缩小芯片占有面积。

经过上述针对3电平i型逆变器的动作的研究，从而想到用rc－igbt构成晶体管t2及二极管d2、晶体管t3及二极管d3这样的技术思想。

在这里，rc－igbt与单体的igbt相比，扩大了在俯视时的芯片面积，但与单体的igbt和单体的二极管的芯片面积的总和相比，芯片面积变小，因此，如先前所说明的那样，通过将晶体管q1及q2设为rc－igbt，从而能够缩小整个半导体模块的面积。另外，rc－igbt内的晶体管的有源区域的面积依赖于rc－igbt的芯片面积，比单体的igbt的芯片面积小。但是，散热本身从rc－igbt的整个芯片进行，因此散热面积不是rc－igbt内的晶体管的有源区域的面积，而是由rc－igbt的芯片面积规定的。并且，rc－igbt的芯片面积比单体的igbt的芯片面积大，因此与单体的igbt相比，rc－igbt的散热面积变大。这样，通过将晶体管q1及q2设为rc－igbt，从而能够扩大由稳态损耗产生的热量的散热面积，能够抑制芯片温度的上升。

＜向2相的3电平i型逆变器的应用＞

图16是将本实施方式应用于2相的3电平i型逆变器的情况下的电路图。此外，对与使用图5说明的2相的3电平i型逆变器相同的结构标注相同的标号，省略重复的说明。

如图16所示，在2相的3电平i型逆变器100的半桥电路91中，将晶体管t2及二极管d2设为由rc－igbt构成的晶体管q1，将晶体管t3及二极管d3设为由rc－igbt构成的晶体管q2。另外，在半桥电路92中，将晶体管t6及二极管d10设为由rc－igbt构成的晶体管q3，将晶体管t7及二极管d11设为由rc－igbt构成的晶体管q4。

通过将上述2相的3电平i型逆变器100收容于1个封装件内，从而与将两个图1所示的单相的3电平i型逆变器的半导体模块通过外部配线进行接线而设为2相的3电平i型逆变器的情况相比，能够缩小安装面积。

＜向3相的3电平i型逆变器的应用＞

图17是将本实施方式应用于3相的3电平i型逆变器的情况下的电路图。此外，对与使用图16说明的2相的3电平i型逆变器相同的结构标注相同的标号，省略重复的说明。

如图17所示，在3相的3电平i型逆变器200中，具有通过串联连接的电源pw1及pw2供给电力的半桥电路91、92及93。

在半桥电路93中，在与电源pw1的正极连接的高电位的主电源节点p和与电源pw2的负极连接的低电位的主电源节点n之间，从高电位侧起依次串联连接有晶体管t9、q5、q6及t12。

晶体管t9及t12为igbt，晶体管q5及q6为rc－igbt。

晶体管t9的集电极与主电源节点p连接，发射极与晶体管q5的集电极连接，晶体管q5的发射极与晶体管q6的集电极连接，晶体管q6的发射极与晶体管t12的集电极连接，晶体管t12的发射极与主电源节点n连接。

在晶体管t9与晶体管q5的连接节点m7和晶体管q6与晶体管t12的连接节点m8之间，相对于晶体管q5及q6的串联连接而反向并联连接有二极管d13及d14。此外，二极管d13及d14作为钳位二极管起作用。

二极管d13及d14的连接节点与输入节点in连接，该输入节点in为电源pw1与电源pw2的连接节点。另外，晶体管q5与晶体管q6的连接节点m9连接于半桥电路93的输出节点out2。

二极管d15及d18分别与晶体管t9及t12反向并联连接，上述二极管d15及d18作为外接二极管与晶体管t9及t12连接。

另一方面，晶体管q5及q6分别具有作为igbt的晶体管t10及t11，二极管d16及d17分别与晶体管t10及t11反向并联连接，但上述二极管d16及d17是分别与晶体管t10及t11形成于同一芯片内的内置二极管。

另外，半桥电路91的输出节点out、半桥电路92的输出节点out1及半桥电路93的输出节点out2与感性的负载ld连接。

通过将上述3相的3电平i型逆变器200收容于1个封装件内，从而与将三个图1所示的单相的3电平i型逆变器的半导体模块通过外部配线进行接线而设为2相的3电平i型逆变器的情况相比，能够缩小安装面积。

＜实施方式2＞

图18是表示本发明涉及的实施方式2的3电平i型逆变器的半桥电路90a的电路图。

如图18所示，3电平i型逆变器的半桥电路90a通过串联连接的电源pw1及pw2供给电力，在与电源pw1的正极连接的高电位的主电源节点p和与电源pw2的负极连接的低电位的主电源节点n之间，从高电位侧起依次串联连接有晶体管t1、q1、q2及t4。

晶体管t1及t4为将碳化硅(sic)作为半导体材料的n沟道型的sicmos(metaloxidesemiconductor)晶体管，晶体管q1及q2为rc－igbt。

晶体管t1的漏极与主电源节点p连接，源极与晶体管q1的集电极连接，晶体管q1的发射极与晶体管q2的集电极连接，晶体管q2的发射极与晶体管t4的漏极连接，晶体管t4的源极与主电源节点n连接。

在晶体管t1与晶体管q1的连接节点m1和晶体管q2与晶体管t4的连接节点m2之间，相对于晶体管q1及q2的串联连接而反向并联连接有二极管d5及d6。此外，二极管d5及d6为将sic作为半导体材料的sic肖特基势垒二极管，作为钳位二极管起作用。

二极管d5及d6的连接节点与输入节点in连接，该输入节点in为电源pw1与电源pw2的连接节点。另外，晶体管q1与晶体管q2的连接节点m3连接于半桥电路90a的输出节点out。

二极管d1及d4分别与晶体管t1及t4反向并联连接。此外，二极管d1及d4为sic肖特基势垒二极管，上述二极管d1及d4作为外接二极管与晶体管t1及t4连接。

另一方面，晶体管q1及q2分别具有作为igbt的晶体管t2及t3，二极管d2及d3分别与晶体管t2及t3反向并联连接，上述二极管d2及d3是分别与晶体管t2及t3形成于同一芯片内的内置二极管。

如先前所说明的那样，3电平i型逆变器中的晶体管t1及t4设为on或off的情况下的通断损耗比晶体管t2及t3设为on或off的情况下的通断损耗大，因此通过由与将硅(si)作为半导体材料的si开关器件相比通断损耗小的sicmos晶体管构成晶体管t1及t4，从而能够减少晶体管t1及t4的通断损耗。

另外，sic肖特基势垒二极管几乎没有恢复损耗，因此通过由sic肖特基势垒二极管构成二极管d1、d4、d5及d6，从而能够减少通断损耗。

这样，通过由sicmos晶体管构成晶体管t1及t4，由sic肖特基势垒二极管构成二极管d1、d4、d5及d6，从而能够进一步减少通断损耗，能够抑制各芯片的温度上升。

此外，在实施方式2的3电平i型逆变器的半桥电路90a中，rc－igbt与单体的mos晶体管相比，也是俯视时的芯片面积形成得较大，与单体的mos晶体管相比，rc－igbt的散热面积变大。因此，通过将晶体管q1及q2设为rc－igbt，从而能够扩大由稳态损耗产生的热量的散热面积，能够抑制芯片温度的上升。

此外，本发明能够在其发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。