电平移位电路的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及电平移位电路，主要涉及将对反相电路中使用的半桥连接的M0SFET、IGBT, SiCFET, GaNFET等开关元件进行控制的控制信号的电压电平转换为该控制中适当的电平的电路。
【背景技术】
[0002]在空调、冷减库等家电广品中使用的电动机的控制中，为了提尚节能性能而广泛使用基于微型控制器的可高度控制的反相方式。另一方面，伴随SiCFET、GaNFET等宽带隙半导体元件的实用化，为了追求由其低导通电阻、高频特性得到的效率提高，正在研究对反相电路的应用。
[0003]图6示出了现有的反相电路的电路结构例。图6是反相电路INV的结构例，该反相电路INV包括驱动电路30、η型MOSFET的电力用开关元件7a和7b、二极管8以及电容器9。驱动电路30具有电平移位电路的功能。
[0004]在驱动电路30分别设置有从外部供给的电源端子VCC、接地端子VSS、高压侧(high side)电路36侧的控制输入端子Inh、低压侧(low side)的控制输入端子In1、高压侧电路36侧的正电压电源端子Vb、基准电源端子Vs、输出端子Vh和低压侧的输出端子Vl。驱动电路30的电源端子VCC和接地端子VSS分别与反相电路INV的电源端子VCC和接地端子VSS连接。
[0005]由控制输入端子Inh输入的高压侧电路36侧的控制输入信号与脉冲产生电路31的输入端子IN连接，通过第一输出端子0UT1，在控制输入信号上升后产生脉冲宽度10ns左右的第一脉冲，通过第二输出端子0UT2在控制输入信号下降后产生脉冲宽度10ns左右的第二脉冲。
[0006]图7示出了脉冲产生电路31的一个电路结构例。脉冲产生电路31包括:串联连接的 6 个反相器 41a、41b、41c、41d、41e、41f ；2 个 NAND 电路 42a、42b ；2 个反相器 43a、43b ；和脉冲宽度设定用的2个电容器44a、44b。当最前头的反相器41a的输入与输入端子IN连接，使各反相器41a、41b、41c、41d、41e、41f的输出节点从前面依次为N1、N2、N3、N4、N5、N6时，电容器44a、44b各自的一端分别接地，另一端与节点N3、N4连接，节点N2、N5分别与NAND电路42a的2个输入连接，节点N1、N6分别与NAND电路42b的2个输入连接，NAND电路42a、42b各自的输出分别与反相器43a、43b各自的输入连接，反相器43a、43b各自的输出分别与输出端子0UT1、0UT2连接。
[0007]图8中示出了脉冲产生电路31的动作波形。与输入到输入端子IN的控制输入信号的上升同步的第一脉冲从第一输出端子OUTl输出，与输入到输入端子IN的控制输入信号的下降同步的第二脉冲从第二输出端子0UT2输出。
[0008]第一脉冲被输入到η型的高耐压M0SFET32a的栅极，转换为通过电阻33a电平移位后的信号，并且被输入到RS触发器34的复位输入R。第二脉冲被输入到η型的高耐压M0SFET32b的栅极，转换为通过电阻33b电平移位后的信号，并被输入到RS触发器34的置位输入S。RS触发器34的输出Q与反相器35的输入连接，反相器35的输出经输出端子Vh与M0SFET7a的栅极连接。
[0009]其结果是，输入到控制输入端子Inh的控制输入信号，在浮动的高压侧电路36中电平移位并被传输，作为高压侧输出信号输出到M0SFET7a的栅极。另一方面，输入到低压侧的控制输入端子Inl的低压侧的控制输入信号经低压侧的输出端子Vl输出到M0SFET7b的栅极端子。
[0010]M0SFET7a的漏极经反相电路INV的高电压电源端子HV与例如600V左右的高电压电源连接。M0SFET7a的源极和M0SFET7b的漏极分别与驱动电路30的基准电源端子Vs和反相电路INV的输出端子OUT连接。M0SFET7b的源极与反相电路INV的输出用接地端子GND连接并接地。
[0011]电容器9的一端与二极管8的阴极端子以及正电压电源端子Vb连接，另一端与基准电源端子Vs连接，二极管8的阳极端子与电源端子VCC连接。由二极管8和电容器9构成自举电路。使经与电源端子VCC连接的反相电路INV的电源端子VCC供给来的电源电压对浮动的电容器9充电，基准电源端子Vs的电位经M0SFET7a而上升时，通过经电容器9的静电耦合而在正电压电源端子Vb产生高电压，由此在高压侧电路36中实现浮动的电源供给。
[0012]当对2个控制输入端子Inh、Inl分别输入相位反转的正反2个控制输入信号时，在与基准电源端子Vs连接的反相电路INV的输出端子OUT产生将在反相电路INV的电源端子HV与接地端子GND之间施加的高电压作为振幅的输出信号。
[0013]在图6所示的现有的电路结构中，自举电路对电容器9供给的电力存在界限，为了极力抑制高压侧电路36的耗电并维持反相器35的输出能力，使用脉冲产生电路31和RS触发器34。
[0014]然而，存在RS触发器34的输入容易对噪声进行误动作的问题，在高压侧电路36那样的噪声多的条件下，需要噪声对策。针对该问题，在下述的专利文献I中，提出了在RS触发器的前级设置基于逻辑电路的滤波器来防止由噪声引起的误动作的电路结构。
[0015]此外，在下述的专利文献2中，为了提供能够抑制上臂电力用开关元件的误动作的电平移位电路和具有其的反相装置，提出了如下方法:在生成电力用开关元件驱动电路的输入信号的电阻与η型的MOSFET的串联电路中，分别用两层的分离氧化膜包围电阻和η型的M0SFET，以另外的途径供给被该两层的分离氧化膜夹着的Si活性层的电位。具体而言，利用该方法，使在与上臂电力用开关元件的源极连接的电力用开关元件驱动电路的低电平电源电位的时间微分(dv/dt)产生时的该电阻的电压降减少，以抑制电平移位电路的误动作。
[0016]现有技术文献
[0017]专利文献
[0018]专利文献1:日本特开2011 - 109843号公报
[0019]专利文献2:日本特开2012 — 134791号公报
【发明内容】
[0020]发明要解决的技术问题
[0021]然而，由于在反相电路的输出端子产生高的dv/dt，所以对于高压侧电路的RS触发器的输入端子，不可能完全防止由噪声引起的误动作，该噪声不仅通过与反相电路的输出端子的电容耦合产生而且还通过与高压侧电路整体的电容耦合产生。
[0022]此外，当将能够高速开关的SiCFET、GaNFET作为开关元件使用时，由于产生更高的dv/dt，所以预想到在假设使用该高速开关元件的情况下，会更难以防止由噪声引起的误动作。
[0023]为了解决上述问题，有如下方法:通过不使用RS触发器而使用共模抑制比高的比较器，将因高的dv/dt而产生的噪声作为同相信号(共模信号)抵消。该情况下，在使用RS触发器的现有方法中，由复位信号控制，在状态转换时消耗电流，与此相对，在使用比较器的方法中，因为必须持续流动常时电流来持续维持比较器的输入电压，所以与使用RS触发器的现有方法相比，一般情况下消耗电流变大。
[0024]此外，在使用比较器的方法中，通过使该常时电流流动，能够引起如下现象:由自举电路升压后的高电压暂时被分压施加于在比较器的非反相输入与反相输入间形成与输入信号电平相应的电压差的电路的现象。其结果是，由于该现象，有可能对该常时电流的产生电路暂时施加高电压，而且，噪声暂时重叠于比较器的非反相输入与反相输入之间的差分输入，存在高压侧电路不再能够控制电力用开关元件的问题。
[0025]本发明鉴于上述的问题点，目的在于提供由噪声引起的误动作的可能性低且高可靠性的电平移位电路。
[0026]解决技术问题的技术方案
[0027]为了达成上述目的，本发明提供一种电平移位电路，其特征在于，包括:第一电流控制元件，与输入信号反相的反相输入信号输入该第一电流控制元件的控制端子，利用该控制端子的电压控制在第一端子和第二端子间流动的电流量；第二电流控制元件，上述输入信号或者与上述输入信号同相的同相输入信号输入该第二电流控制元件的控制端子，利用该控制端子的电压控制在第一端子和第二端子间流动的电流量；第一负载电路，该第一负载电路的一端与高压侧电源端子连接，该第一负载电路的另一端与上述第一电流控制元件的上述第一端子连接，该第一负载电路产生与在两端子间流动的电流量相应的电压降；第二负载电路，该第二负载电路的一端与上述高压侧电源端子连接，该第二负载电路的另一端与上述第二电流控制元件的上述第一端子连接，该第二负载电路产生与在两端子间流动的电流量相应的电压降；电流产生电路，该电流产生电路的第一电流输出端子与上述第一电流控制元件的上述第二端子连接，该电流产生电路的第二电流输出端子与上述第二电流控制元件的上述第二端子连接，该电流产生电路分别产生分别流入上述第一电流控制元件和上述第二电流控制元件的电流；比较器，该比较器的一对差分输入端子中的一个与上述第一电流控制元件的上述第一端子连接，上述一对差分输入端子中的另一个与上述第二电流控制元件的上述第一端子连接，该比较器从上述高压侧电源端子被供给电源电压，从高压侧基准端子被供给基准电压，根据上述一对差分输入端子间的电压差生成输出信号；和电压抑制电路，该电压抑制电路与上述第一电流输出端子和第二电流输出端子分别连接或者与上述第一电流输出端子和第二电流输出端子一并连接，抑制上述第一电流输出端子和第二电流输出端子各自的电压上升。
[0028]而且，优选上述特征的电平移位电路中，上述电压抑制电路由2端子电路构成，上述2端子电路的一端