谐振变换器及其控制方法与流程

本申请涉及变换器技术领域，特别是涉及谐振变换器及其控制方法。

背景技术：

近年来随着新能源技术的不断发展，具有隔离功能的双向直流/直流(dc/dc)变换器不断受到人们的重视。双向dc/dc按照工作模式可以分为两种类型：一种是支持定频工作的pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)型dab(dural-active-bridge，双有源桥)电路；另一种是采用变频控制的谐振型电路。前者由于通过调整占空比来调节增益，控制比较简单且在轻载输出时仍然增益连续可调，不会过早进入burst(打嗝)模式，输出电流纹波可控。但该电路固有的缺点是宽电压输出时其软开关范围有限，效率不能做到优化，通常在输出电压范围较小的场合来应用。

后者谐振型电路的特点是通过调节频率来调节增益，原则上在轻载输出时，只要开关频率能够无限可调，增益是可以控制的。但事实上，随着开关频率的增大，开关损耗(loss)在不断增大。故此通常会设定一个最大频率，当系统计算的开关频率大于设定频率时，系统进入burst模式，这样带来的一个问题是输出的纹波较大，为了抑制纹波需要额外增加更多的输出滤波电容，成本和体积都会增大。

为了实现高效率的输出，双向隔离型dc/dc通常选用具有软开关特性的谐振型电路，而该双向隔离型dc/dc在不引入其他增益控制方式的情况下，系统容易进入burst模式，导致输出纹波较大。

技术实现要素：

基于此，有必要针对谐振型双向隔离dc/dc的电路，容易出现burst模式，并导致输出纹波较大的问题，提出一种谐振变换器及其控制方法。

一种谐振变换器，包括：

一第一全桥电路，包括并联的一第一桥臂和一第二桥臂，所述第一桥臂和所述第二桥臂均包含串联的一上开关和一下开关，所述第一全桥电路用于电连接一第一电压；

一谐振电路，电性连接至所述第一全桥电路；

一第二全桥电路，电性连接至所述谐振电路，所述第二全桥电路用于电连接一第二电压，并给一负载提供输出功率和输出电流；以及

一控制电路，分别与所述第一全桥电路和所述第二全桥电路电连接，所述控制电路用于将一电性参数和一预设阈值进行比较，并基于比较结果输出所述第一桥臂的所述上开关的一第一驱动信号和所述第二桥臂的所述下开关的一第四驱动信号，所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角，所述电性参数反映负载的状态。

在其中一个实施例中，所述电性参数为环路计算频率，所述环路计算频率与所述第二电压相关联，所述预设阈值为预设频率阈值，若所述环路计算频率大于所述预设频率阈值，则所述第一移相角大于0°，且使得所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率均不超过所述预设频率阈值。

在其中一个实施例中，若所述环路计算频率小于或等于所述预设频率阈值，则所述第一移相角等于0°，所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率均等于所述环路计算频率。

在其中一个实施例中，所述第二全桥电路包括并联的一第三桥臂和一第四桥臂，所述第三桥臂和所述第四桥臂均包括串联的一上开关和一下开关；

所述谐振电路包含一变压器，该变压器原边线圈和副边线圈的匝数比为n；

所述控制电路根据所述第一电压、所述第二电压和所述匝数比n输出所述第三桥臂的所述上开关的一第五驱动信号、所述第三桥臂的所述下开关的一第六驱动信号、所述第四桥臂的所述上开关的一第七驱动信号以及所述第四桥臂的所述下开关的一第八驱动信号，其中，所述第五驱动信号、所述第六驱动信号、所述第七驱动信号、所述第八驱动信号中的至少一个驱动信号从低电平转换为高电平的时刻和所述变压器的电流过零点存在一延时时间。

在其中一个实施例中，当所述第二电压与n的乘积大于所述第一电压时，所述延时时间大于0。

在其中一个实施例中，所述第一桥臂、所述第二桥臂、所述第三桥臂以及所述第四桥臂中的所述上开关和所述下开关均为mosfet、igbt、gan开关或者sic开关。

在其中一个实施例中，当所述第二电压与n的乘积小于或等于所述第一电压时，所述延时时间等于0。

在其中一个实施例中，所述电性参数为输出功率，所述预设阈值为预设功率阈值，若所述输出功率小于所述预设功率阈值，则所述第一移相角大于0°。

在其中一个实施例中，所述预设功率阈值小于满载输出功率的50％。

在其中一个实施例中，所述电性参数为输出电流，所述预设阈值为预设电流阈值，若所述输出电流小于所述预设电流阈值，则所述第一移相角大于0°。

在其中一个实施例中，所述预设电流阈值小于满载输出电流的50％。

在其中一个实施例中，所述谐振变换器为一双向型谐振变换器。

在其中一个实施例中，所述控制电路还输出所述第一桥臂的所述下开关的一第二驱动信号和所述第二桥臂的所述上开关的一第三驱动信号，所述第二驱动信号和所述第一驱动信号互补，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号互补。

一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包含：

一第一全桥电路，包括并联的一第一桥臂和一第二桥臂，所述第一桥臂和所述第二桥臂均包含串联的一上开关和一下开关，所述第一全桥电路用于电连接一第一电压；

一谐振电路，电性连接至所述第一全桥电路；以及

一第二全桥电路，电性连接至所述谐振电路，所述第二全桥电路用于电连接一第二电压，并给一负载提供输出功率和输出电流；

所述控制方法包含：

根据所述负载的状态，得到一电性参数；

将所述电性参数和预先设定的一预设阈值进行比较；

基于比较结果输出所述第一桥臂的所述上开关的一第一驱动信号和所述第二桥臂的所述下开关的一第四驱动信号，所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角。

在其中一个实施例中，所述电性参数为环路计算频率，所述环路计算频率与所述第二电压相关联，所述预设阈值为预设频率阈值，若所述环路计算频率大于所述预设频率阈值，则使得所述第一移相角大于0°，且使得所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自的频率均不超过所述预设频率阈值。

在其中一个实施例中，所述第二全桥电路包括并联的一第三桥臂和一第四桥臂，所述第三桥臂和所述第四桥臂均包括串联的一上开关和一下开关，所述谐振电路还包含一变压器，该变压器原边线圈和副边线圈的匝数比为n；

所述控制方法还包含：

根据所述第一电压、所述第二电压和所述匝数比n输出所述第三桥臂的所述上开关的一第五驱动信号、所述第三桥臂的所述下开关的一第六驱动信号、所述第四桥臂的所述上开关的一第七驱动信号以及所述第四桥臂的所述下开关的一第八驱动信号，所述第五驱动信号、所述第六驱动信号、所述第七驱动信号、所述第八驱动信号中的至少一个驱动信号从低电平转换为高电平的时刻和所述变压器的电流过零点存在一延时时间。

在其中一个实施例中，当所述第二电压与n的乘积大于所述第一电压时，使得所述延时时间大于0。

在其中一个实施例中，当所述第二电压与n的乘积小于或等于所述第一电压时，使得所述延时时间等于0。

在其中一个实施例中，若所述环路计算频率小于或等于所述预设频率阈值，则使得所述第一移相角等于0°，所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率均等于所述环路计算频率。

在其中一个实施例中，所述电性参数为输出功率，所述预设阈值为预设功率阈值，若所述输出功率小于所述预设功率阈值，则所述第一移相角大于0°。

在其中一个实施例中，所述预设功率阈值小于满载输出功率的50％。

在其中一个实施例中，所述电性参数为输出电流，所述预设阈值为预设电流阈值，若所述输出电流小于所述预设电流阈值，则所述第一移相角大于0°。

在其中一个实施例中，所述预设电流阈值小于满载输出电流的50％。

在其中一个实施例中，所述控制方法还包含输出所述第一桥臂的所述下开关的一第二驱动信号和所述第二桥臂的所述上开关的一第三驱动信号，所述第二驱动信号和所述第一驱动信号互补，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号互补。

与现有技术相比，上述谐振变换器及其控制方法，将第一全桥电路、谐振电路以及第二全桥电路级联连接，并通过控制电路配合，将与用于表征所述第二电压的信号相关联的一环路计算频率和一预设频率阈值进行比较，并基于比较结果输出所述第一桥臂的所述上开关的一第一驱动信号和所述第二桥臂的所述下开关的一第四驱动信号，且所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角。从而对谐振电路的原边进行移相控制，在保证谐振变换器高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，进而提高谐振变换器输出电流的稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或传统技术中的技术方案，下面将对实施例或传统技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请一实施例提供的谐振变换器的电路原理图；

图2为本申请一实施例提供的谐振变换器的电路示意图；

图3为本申请另一实施例提供的谐振变换器的电路示意图；

图4a为本申请一实施例提供的信号波形图一；

图4b为本申请一实施例提供的信号波形图二；

图4c为本申请一实施例提供的信号波形图三；

图4d为本申请一实施例提供的信号波形图四；

图5为本申请一实施例提供的谐振变换器的控制方法的流程图。

附图标记说明：

10谐振变换器

100第一全桥电路

110第一桥臂

s1第一桥臂的上开关

s2第一桥臂的下开关

s3第二桥臂的上开关

s4第二桥臂的下开关

s5第三桥臂的上开关

s6第三桥臂的下开关

s7第四桥臂的上开关

s8第四桥臂的下开关

120第二桥臂

200谐振电路

210变压器

300第二全桥电路

310第三桥臂

320第四桥臂

400控制电路

410第一计算单元

420电压环调节器

430第二计算单元

440电流环调节器

450压控振荡器

460第一判断处理单元

470第二判断处理单元

510第一电压检测电路

520电流检测电路

530第二电压检测电路

610第一驱动电路

620第二驱动电路

具体实施方式

为使本申请的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本申请的具体实施方式做详细的说明。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请。但是本申请能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本申请内涵的情况下做类似改进，因此本申请不受下面公开的具体实施的限制。

需要说明的是，当元件被称为“固定于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者也可以存在居中的元件。当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中元件。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

请参见图1，本申请一实施例提供一种谐振变换器10，包括：一第一全桥电路100、一谐振电路200、一第二全桥电路300以及一控制电路400。所述第一全桥电路100包括并联的一第一桥臂110和一第二桥臂120。所述第一桥臂110包含一上开关s1和一下开关s2。所述第二桥臂120包含串联的一上开关s3和一下开关s4。所述第一全桥电路100用于电连接一第一电压，如图1中vin。所述谐振电路200电性连接至所述第一全桥电路100。所述第二全桥电路300电性连接至所述谐振电路200。所述第二全桥电路300用于电连接一第二电压，如图1中vo，并给一负载提供输出功率和输出电流。

所述控制电路400分别与所述第一全桥电路100和所述第二全桥电路300电连接。第一电压检测电路采样第二电压vo，并将采样得到的电压vo_fb输出给控制电路400。第二电压检测电路采样第一电压vin,并将采样得到的电压vbus_fb输出给控制电路400。所述控制电路400用于将一反映负载状态的电性参数和一预设阈值进行比较，并基于比较结果输出所述第一桥臂110的所述上开关s1的一第一驱动信号和所述第二桥臂120的所述下开关s4的一第四驱动信号。所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角。反映负载状态的电性参数可以为环路计算频率(f_loop)、输出功率或者输出电流。环路计算频率是在不考虑开关实际能运行的最高频率的情况下，由系统环路计算出的满足电压增益的频率值。所述第一桥臂110中的上开关s1的第一驱动信号和下开关s2的第二驱动信号互补。所述第二桥臂120中的上开关s3的第三驱动信号和下开关s4的第四驱动信号也互补。

在一个实施例中，开关s1、s2、s3以及s4的具体类型不限，可以是可控开关。具体的，该可控开关可以是igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)、mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)、gan(氮化镓)开关或者sic(碳化硅)开关。

在一个实施例中，所述第二全桥电路300可由两个并联的桥臂组成，且每个桥臂均包括一可控上开关和一可控下开关。具体的，该可控上开关和一可控下开关可以是igbt、mosfet等可控开关。

在一个实施例中，所述控制电路400可以是模拟控制芯片。在一个实施例中，所述控制电路400也可以是数字信号处理器(dsp)。

在一个实施例中，反映负载状态的电性参数可为环路计算频率(f_loop)，预设阈值为预设频率阈值(f_max)。环路计算频率与第二电压相关联，即第二电压vo的调节与频率有关。预设频率阈值是考虑到系统的损耗和效率的条件下，开关能工作的最高频率。环路计算频率是在不考虑开关实际能运行的最高频率的情况下，由系统环路计算出的满足电压增益的频率值。所述控制电路400可将所述环路计算频率和所述预设频率阈值进行差值比较，并得到差值比较结果。若差值比较结果为环路计算频率大于预设频率阈值时，则此时控制电路400输出至所述第一桥臂110的所述上开关s1的所述第一驱动信号、和输出至所述第二桥臂120的所述下开关s4的所述第四驱动信号之间具有一所述第一移相角，且所述第一移相角大于0°。同时，所述第一桥臂110中的上开关s1的第一驱动信号和下开关s2的第二驱动信号互补。所述第二桥臂120中的上开关s3的第三驱动信号和下开关s4的第四驱动信号也互补。

即此时控制所述第一桥臂110的所述上开关s1和所述第二桥臂120的所述下开关s4错相工作，从而实现对所述谐振电路200的原边进行移相控制，进而在保证所述谐振变换器10高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，提高所述谐振变换器10输出电流的稳定性。且使得所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率(f_operate)均不超过所述预设频率阈值(f_max)。即使得所述谐振变换器10的工作频率(f_operate)不超过所述预设频率阈值。

在一个实施例中，若所述差值比较结果为所述环路计算频率小于或等于所述预设频率阈值，则此时所述控制电路400输出的所述第一驱动信号和所述第四驱动信号之间的所述第一移相角等于0°。所述第一桥臂110中的上开关s1的第一驱动信号和下开关s2的第二驱动信号互补。所述第二桥臂120中的上开关s3的第三驱动信号和下开关s4的第四驱动信号也互补。即此时控制所述第一桥臂110的所述上开关s1和所述第二桥臂120的所述下开关s4同相工作，所述第二全桥电路300处于二极管整流或同步整流状态。此时可通过调频来调节所述谐振变换器10的输出电压。与此同时，所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率均等于环路计算频率。即此时所述谐振变换器10的工作频率等于环路计算频率。

在一个实施例中，所述环路计算频率可通过表征所述第二电压的信号计算得到。具体的，如图2所示，所述控制电路400可通过第一电压检测电路510获取一反映所述第二电压的量vo_fb。在一个实施例中，所述第一电压检测电路510可以是电压采样单元。在一个实施例中，所述控制电路400可通过电流检测电路520获取一反映所述第二全桥电路300输出电流的量io_fb。具体的，所述电流检测电路520可以为电流传感器。所述电流检测电路520也可以为采样电阻。

在一个实施例中，所述控制电路400在获取到一反映所述第二电压的量vo_fb后，通过第一计算单元410将给定电压vo_ref减去一反映所述第二电压的量vo_fb，得到第一差值。电压环调节器420接收第一差值并输出一电压调节值。选取电压调节值和给定电流值io_ref中的最小值(c＝min(ab))并输出至第二计算单元430。第二计算单元430将c与一反映所述第二全桥电路300输出电流的量io_fb做差得到第二差值。然后电流环调节器440基于第二差值输出第三电压至压控振荡器450。压控振荡器450基于第三电压即可输出环路计算频率(f_loop)。然后第一判断处理单元460将环路计算频率(f_loop)和预设频率阈值(f_max)进行比较，并基于比较结果输出所述第一驱动信号和所述第四驱动信号，从而采用上述逻辑对所述谐振电路100的原边进行移相控制，此时电流调节环440输出用来控制移相角度的大小。

在一个实施例中，反映负载状态的电性参数为输出功率，预设阈值为预设功率阈值。若输出功率小于预设功率阈值，则所述第一移相角大于0°。预设功率阈值小于满载输出功率的50％。在一个实施例中，当反映负载状态的电性参数为输出功率、预设阈值为预设功率阈值时，所述控制电路400对谐振电路200的原边进行移相控制的控制逻辑，与当反映负载状态的电性参数为环路计算频率、预设阈值为预设频率阈值的控制逻辑相同，此处不再赘述。

在一个实施例中，反映负载状态的电性参数为输出电流，预设阈值为预设电流阈值。若输出电流小于预设电流阈值，则所述第一移相角大于0°。预设电流阈值小于满载输出电流的50％。在一个实施例中，当反映负载状态的电性参数为输出电流、预设阈值为预设电流阈值时，所述控制电路400对谐振电路200的原边进行移相控制的控制逻辑，与当反映负载状态的电性参数为环路计算频率、预设阈值为预设频率阈值的控制逻辑相同，此处不再赘述。

本实施例中，将第一全桥电路100、谐振电路200以及第二全桥电路300级联连接，并通过控制电路400配合，将一反映负载状态的电性参数和一预设阈值进行比较。基于比较结果输出所述第一桥臂110的所述上开关s1的一第一驱动信号和所述第二桥臂120的所述下开关s4的一第四驱动信号，且所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角。从而对谐振电路200的原边进行移相控制，在保证谐振变换器10高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，进而提高谐振变换器10输出电流的稳定性。

请参见图2，在一个实施例中，所述控制电路400可通过第一驱动电路610输出第一驱动信号至第一桥臂110的上开关s1、输出第二驱动信号至第一桥臂的下开关s2、输出第三驱动信号至第二桥臂的上开关s3、输出第四驱动信号至第二桥臂的下开关s4。

请参见图3，在一个实施例中，第二全桥电路300包括并联的第三桥臂310和第四桥臂320。所述第三桥臂310包括串联的一上开关s5和一下开关s6。所述第四桥臂320包括串联的一上开关s7和一下开关s8。所述谐振电路200包含一变压器210。该变压器原边线圈和副边线圈的匝数比为n。所述控制电路400根据所述第一电压、所述第二电压和所述匝数比n输出所述第三桥臂的所述上开关的一第五驱动信号、所述第三桥臂的所述下开关的一第六驱动信号、所述第四桥臂的所述上开关的一第七驱动信号以及所述第四桥臂的所述下开关的一第八驱动信号。其中，所述第五驱动信号、所述第六驱动信号、所述第七驱动信号、所述第八驱动信号中的至少一个驱动信号从低电平转换为高电平的时刻和所述变压器的电流过零点存在一延时时间。电流的过零点可以检测变压器原边电流过零点，也可以检测变压器副边电流过零点。

在一个实施例中，该所述上开关s5和s7与所述下开关s6和s8均可为igbt、mosfet、gan开关或sic开关。

在一个实施例中，所述控制电路400根据所述第一电压、所述第二电压和所述匝数比n输出所述第三桥臂310的所述下开关s6的一第六驱动信号。具体的，当所述第二电压与n的乘积大于所述第一电压，即所述谐振变换器10的输出增益大于1时，则此时可使所述延时时间大于0。

第二全桥电路300中的四个开关s5、s6、s7和s8可以有四组不同的状态，具体请参考图4a、图4b、图4c、图4d。图中vs1为上开关s1的驱动信号；vs2为下开关s2的驱动信号；vs3为上开关s3的驱动信号；vs4为下开关s4的驱动信号；vs5为上开关s5的驱动信号；vs6为下开关s6的驱动信号；vs7为上开关s7的驱动信号；vs8为下开关s8的驱动信号；vp为变压器210原边的电压；ip为流过变压器210原边的电流。

图4a中，第六驱动信号vs6相对于变压器电流的过零点有一延时时间。延时时间为t1到t2这段时间的时长。第八驱动信vs8和第六驱动信号vs6互补。s5和s7驱动信号为0，处于二极管整流状态。在其它实施例中，s5和s7也可以处于同步整流状态。图4b中，第六驱动信号vs6相对于变压器电流的过零点有一延时时间。延时时间为t1到t2这段时间的时长。第五驱动信vs5和第六驱动信号vs6互补。s8和s7驱动信号为0，处于二极管整流状态。在其它实施例中，s8和s7也可以处于同步整流状态。

图4c中，第七驱动信号vs7相对于变压器电流的过零点有一延时时间。延时时间为t1到t2这段时间的时长。第五驱动信vs5和第七驱动信号vs7互补。s6和s8驱动信号为0，处于二极管整流状态。在其它实施例中，s6和s8也可以处于同步整流状态。图4d中，第七驱动信号vs7相对于变压器电流的过零点有一延时时间。延时时间为t1到t2这段时间的时长。第八驱动信vs8和第七驱动信号vs7互补。s5和s6驱动信号为0，处于二极管整流状态。在其它实施例中，s5和s6也可以处于同步整流状态。在延时时间大于0的情形下，若环路计算频率f_loop大于预设频率阈值f_max，则对所述第一桥臂110的上开关s1和所述第二桥臂120的下开关s4进行移相。

在一个实施例中，所述控制电路400可通过第二驱动电路620输出所述第五驱动信号至开关s5、输出第六驱动信号至开关s6、输出第七驱动信号至开关s7和输出第八驱动信号至开关s8。本实施例中，所述控制电路400对所述谐振电路200进行延时控制的同时，对所述谐振电路200的原边也进行移相，从而在保证所述谐振变换器10高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，提高所述谐振变换器10输出电流的稳定性。

在一个实施例中，当所述第二电压与n的乘积小于或等于所述第一电压时，所述延时时间等于0。即所述谐振变换器10的输出增益小于或等于1时，所述延时时间等于0。

在一个实施例中，所述控制电路400内的第二判断处理单元470可通过第二电压检测电路530获取所述第一电压。所述第二电压检测电路530可以是电压采样单元。

所述控制电路400在获取到所述第一电压、所述第二电压及变压器210原边或副边电流后，判断所述匝数比和输出电压的乘积判断当前增益是否大于1。若增益大于1则通过查表得到一延迟时间。所述控制电路400基于所述延迟时间、变压器210原边或副边电流过零点和第一判断处理单元460输出的频率(f_operate)，通过第二驱动电路620输出所述第六驱动信号至所述第三桥臂310的所述下开关s6，从而满足所述谐振电路在高压输出时的增益需求。

在一个实施例中，所述谐振变换器10为一双向型谐振变换器。即所述谐振变换器10内能量的流向可依次沿所述第一全桥电路100、所述谐振电路200、所述第二全桥电路300流动。所述谐振变换器10内能量的流向也可依次沿所述第二全桥电路300、所述谐振电路200、所述第一全桥电路100流动，原副边相应的驱动配置对称调换即可。

请参见图5，本申请一实施例提供一种谐振变换器的控制方法，应用于上述任一项实施例所述的谐振变换器10。所述谐振变换器10包含：一第一全桥电路100、一谐振电路200和一第二全桥电路300。所述第一全桥电路100包括并联的一第一桥臂110和一第二桥臂120。所述第一桥臂110包含一上开关s1和一下开关s2。所述第二桥臂120包含串联的一上开关s3和一下开关s4。所述第一全桥电路100用于电连接一第一电压，如图1中vin。。所述谐振电路200电性连接至所述第一全桥电路100。所述第二全桥电路300电性连接至所述谐振电路200。所述第二全桥电路300用于电连接一第二电压，如图1中vo，并给一负载提供输出功率和输出电流。

在一个实施例中，所述谐振电路200和所述第二全桥电路300的具体电路结构可参考上述实施例，此处不再赘述。所述控制方法包含：

s102：根据所述负载的状态，得到一电性参数。

在一个实施例中，所述控制电路400可根据所述负载的状态，得到一电性参数。具体的，反映负载状态的电性参数可以为环路计算频率(f_loop)、输出功率或者输出电流。

s104：将所述电性参数和预先设定的一预设阈值进行比较。

在一个实施例中，反映负载状态的电性参数可为环路计算频率(f_loop)，预设阈值为预设频率阈值(f_max)。环路计算频率与第二电压相关联，即输出电压调节与频率有关。预设频率阈值是考虑到系统的损耗和效率的条件下，开关能工作的最高频率。环路计算频率是在不考虑开关实际能运行的最高频率的情况下，由系统环路计算出的满足电压增益的频率值。所述控制电路400可将所述环路计算频率和所述预设频率阈值进行比较并得到比较结果。基于比较结果执行步骤s106。

在一个实施例中，所述控制电路400根据一反映所述第二电压的量，得到一环路计算频率(f_loop)。具体的，所述控制电路400在获取到一反映所述第二电压的量vo_fb后，控制电路400内的第一计算单元410将给定电压vo_ref减去一反映所述第二电压的量vo_fb，得到第一差值。然后可通过电压环调节器420接收第一差值并输出一电压调节值，选取电压调节值和给定电流值io_ref中的最小值(c＝min(ab))并输出至第二计算单元430。第二计算单元430将c与一反映所述第二全桥电路300输出电流的量io_fb做差得到第二差值。然后可通过电流环调节器440基于第二差值输出第三电压至压控振荡器450。最后可通过所述控制电路400内的压控振荡器450基于所述第三电压确定所述环路计算频率。

s106：基于比较结果输出所述第一桥臂110的所述上开关s1的一第一驱动信号和所述第二桥臂120的所述下开关s4的一第四驱动信号，所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角。

所述第一桥臂110中的上开关s1的第一驱动信号和下开关s2的第二驱动信号互补。所述第二桥臂120中的上开关s3的第三驱动信号和下开关s4的第四驱动信号也互补。

在一个实施例中，所述控制电路400可基于比较结果输出所述第一桥臂110的所述上开关s1的一第一驱动信号和所述第二桥臂120的所述下开关s4的一第四驱动信号。具体的，所述控制电路400可通过第一判断处理单元460将环路计算频率(f_loop)和预设频率阈值(f_max)进行比较，若比较结果为环路计算频率大于预设频率阈值时，则此时控制电路400输出至所述第一桥臂110的所述上开关s1的所述第一驱动信号、和输出至所述第二桥臂120的所述下开关s4的所述第二驱动信号之间具有一所述第一移相角，且所述第一移相角大于0°。所述第一桥臂110中的上开关s1的第一驱动信号和下开关s2的第二驱动信号互补。所述第二桥臂120中的上开关s3的第三驱动信号和下开关s4的第四驱动信号也互补。

与此同时，使得所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率(f_operate)均不超过所述预设频率阈值。即所述谐振变换器10的工作频率(f_operate)不超过所述预设频率阈值。即此时可使得所述第一桥臂110的所述上开关s1和所述第二桥臂120的所述下开关s4错相工作，从而实现对所述谐振电路200的原边进行移相控制，进而在保证所述谐振变换器10高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，提高所述谐振变换器10的稳定性。

在一个实施例中，若所述比较结果为所述环路计算频率(f_loop)小于或等于所述预设频率阈值(f_max)，则此时所述控制电路400输出的所述第一驱动信号和所述第四驱动信号之间的所述第一移相角等于0°。即此时可使得所述第一桥臂110的所述上开关s1和所述第二桥臂120的所述下开关s4同相工作，所述第一桥臂110中的上开关s1的第一驱动信号和下开关s2的第二驱动信号互补。所述第二桥臂120中的上开关s3的第三驱动信号和下开关s4的第四驱动信号也互补。所述第二全桥电路300处于二极管整流或同步整流状态。此时可通过调频来调节所述谐振变换器10的输出电压。与此同时，所述第一驱动信号和所述第四驱动信号各自的频率(f_operate)均等于环路计算频率。即此时所述谐振变换器10的工作频率等于环路计算频率。在一个实施例中，所述环路计算频率的获取可参考上述实施例所述的方式，此处不再赘述。

在一个实施例中，反映负载状态的电性参数为输出功率，预设阈值为预设功率阈值。若输出功率小于预设功率阈值，则所述第一移相角大于0°。预设功率阈值小于满载输出功率的50％。在一个实施例中，当反映负载状态的电性参数为输出功率、预设阈值为预设功率阈值时，所述控制电路400对谐振电路200的原边进行移相控制的控制逻辑，与当反映负载状态的电性参数可为环路计算频率(f_loop)、预设阈值为预设频率阈值(f_max)的控制逻辑相同，此处不再赘述。

在一个实施例中，反映负载状态的电性参数为输出电流，预设阈值为预设电流阈值。若输出电流小于预设电流阈值，则所述第一移相角大于0°。预设电流阈值小于满载输出电流的50％。在一个实施例中，当反映负载状态的电性参数为输出电流、预设阈值为预设电流阈值时，所述控制电路400对谐振电路200的原边进行移相控制的控制逻辑，与当反映负载状态的电性参数可为环路计算频率(f_loop)、预设阈值为预设频率阈值(f_max)的控制逻辑相同，此处不再赘述。

本实施例中，通过步骤s102至s106，可实现对谐振电路100的原边进行移相控制，从而在保证谐振变换器10高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，进而提高谐振变换器10的稳定性。

在一个实施例中，所述第二全桥电路300包括并联的一第三桥臂310和一第四桥臂320。所述第三桥臂310包括串联的一上开关s5和一下开关s6。所述第四桥臂320包括串联的一上开关s7和一下开关s8。所述谐振电路200还包含一变压器210。该变压器原边线圈和副边线圈的匝数比为n。所述控制方法还包含：根据所述第一电压、所述第二电压和所述匝数比n输出所述第三桥臂的所述上开关的一第五驱动信号、输出所述第三桥臂的所述下开关的一第六驱动信号、输出所述第四桥臂的所述上开关的一第七驱动信号、以及输出所述第四桥臂的所述下开关的一第八驱动信号。

其中，所述第五驱动信号、所述第六驱动信号、所述第七驱动信号、所述第八驱动信号中的至少一个驱动信号从低电平转换为高电平的时刻和所述变压器的电流过零点存在一延时时间。电流的过零点可以检测变压器原边电流过零点，也可以检测变压器副边电流过零点。在一个实施例中，该所述上开关s5和s7与所述下开关s6和s8均可为igbt、mosfet、gan开关或sic开关。

在一个实施例中，所述控制电路400根据所述第一电压、所述第二电压和所述匝数比n输出所述第三桥臂310的所述下开关s6的一第六驱动信号。具体的，当所述第二电压与n的乘积大于所述第一电压，即所述谐振变换器10的输出增益大于1时，则此时可使所述延时时间大于0。第二全桥电路中的四个开关s5、s6、s7和s8可以有四组不同的状态，具体请参考图4a、图4b、图4c和图4d。四组状态已经在前述文字中有过介绍，此处不再赘述。在延时时间大于0的情形下，若环路计算频率(f_loop)大于预设频率阈值(f_max)，则对所述第一桥臂110的上开关s1和所述第二桥臂120的下开关s4进行移相。

在一个实施例中，当所述第二电压与n的乘积小于或等于所述第一电压时，所述延时时间等于0。即所述谐振变换器10的输出增益小于或等于1时，所述延时时间等于0。

在一个实施例中，所述控制电路400内的第二判断处理单元470可通过第二电压检测电路530获取所述第一电压。所述第二电压检测电路530可以是电压采样单元。所述控制电路400在获取到所述第一电压、所述第二电压及变压器210原边或副边电流后，基于所述匝数比和输出电压的乘积判断当前增益是否大于1。若增益大于1则通过查表得到一延迟时间。所述控制电路400基于所述延迟时间、变压器210原边或副边电流过零点和第一判断处理单元460输出的频率，通过第二驱动电路620输出第五驱动信号至开关s5、输出第六驱动信号至开关s6、输出第七驱动信号至开关s7和输出第八驱动信号至开关s8，从而满足所述谐振电路200在高压输出时的增益需求。

综上所述，本申请将第一全桥电路100、谐振电路200以及第二全桥电路300级联连接，并通过控制电路400配合，将一反映负载状态的电性参数和一预设阈值进行比较。基于比较结果输出所述第一桥臂的所述上开关的一第一驱动信号和所述第二桥臂的所述下开关的一第四驱动信号，且所述第一驱动信号与所述第四驱动信号具有一第一移相角。从而对谐振电路100的原边进行移相控制，在保证谐振变换器10高效率输出的同时可以有效避免出现过大的纹波电流，进而提高谐振变换器10输出电流的稳定性。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。